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精度与AD的设计是有关系的，而分辩率是只与位数有关系的

分辨率是可以计算的，U/2^位数 你的例子就是 10V/2^16=0.1526mV

精度值肯定是>分辩率的

精度是需要测量出来的，当然也能估算出一个大致的值

210度直插AD转换器

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振荡器是系统中难度非常大的电路设计部分。为了对 18 位 AD 进行有意义的测试，振荡器的不纯度必须超低，而且这些特性必须采用独立的方法加以验证。图 2基本上是一款“全反相”2kHz 维氏 （Wien） 电桥设计 （A1-A2），150度AD模数转换器代理，其在哈佛大学 Winfield Hill 所做研究工作的基础上进行。原始设计的 J-FET 增益控制被一个 LED 驱动的 CdS 光电管隔离器所替代，从而消除了由 J-FET 电导率调制引起的误差，同时也就不必为恨大限度地减少这些误差而进行微调。限带的 A3 负责接收 A2 输出和 DC 失调偏置，并通过一个 2.6kHz 滤波器提供输出以驱动 AD 输入放大器。用于 A1-A2 振荡器的自动增益控制 （AGC） 信号由负责给整流器 A5-A6 馈电的 AC 耦合 A4 从电路输出 （“AGC 检测”） 获取。A6 的 DC 输出表示电路输出正弦波的 AC 幅度。利用终接至 AGC 放大器 A7 的电流求和电阻器来使该数值与 LT-1029 基准保持平衡。驱动 Q1 的 A7 通过设定 LED 电流 （因而还包括 CdS 光电管电阻） 来闭合增益控制环路，从而稳定振荡器输出的幅度。尽管这会衰减 A3 和输出滤波器的带限响应，150度AD厂家，但从电路的输出获得增益控制反馈信息可保持输出幅度。另外，它还对 A7 环路闭合动态特性提出了要求。确切地说，A3 的频带限制与输出滤波器 A6 的滞后及纹波抑制组件 （在 Q1 的基极中） 相组合，可产生显著的相位延迟。A7 上的一个 1μF 主极点和一个 RC 零点一起提供了该延迟，从而实现了稳定的环路补偿。这种方法用简单的 RC 滚降滤波器取代了严密调谐的高阶输出滤波器，从而在保持输出幅度的同时很大限度地降低了失真1。